自举电容电路

自举电容电路

一、电源类电路：

自举电容的核心原理是：电容两端电压不能突变。

从这句话中，我们可以获取到两个关键字：两端电压、不能突变。

两端电压指的是电容一边相对另一边的电压，我们知道电压本身就是个参考值（一般认定参考GND，认定GND点平为0V）。

不能突变则指电容两端电压变化时，必然需要1个大于0s的时间。根据电容的公式I=C*dU/dt，得知，dU/dt=I/C，故电容两端电压从0升到VDD时，取决于电流和电容的比值。容值一定时，电流越大，电压上升的越快。电流一定时，容值越小，电压上升的越快。

简单的自举电容模型？

假如，只有个6V的电源，但是我们想输出12V的电压，相对简单的方法就是应用自举电路，如下图中的电路，（认为器件均为理想模型），二极管D1和电容C1就构建了自举电路。

1.A状态为默认状态，此时开关A闭合，开关B断开，Q1导通，C1负极与地导通，电流从电源VDD出发，通过D1，经过C1，经过Q1，再流回电源VDD。达到稳态后，电容上端对地电压为6V，下端对地电压为0V。

2.当开关B闭合，开关A断开，Q1截止，电容下端电压与电源正极直连，此时电容下端对地电压等于电源正极对地电压，为6V。由于电容两端电压不能突变，电容上端相对电容下端，电压为6V，电容下端相对地，电压为6V。所以电容下端相对地，电压成了12V。由于D1的反向截止作用，使得电容上端对地电压可以保持在12V。

实际的模型中，由于反向二极管和MOS管均存在微弱的漏电，自举电路需要不断切换状态来对自举电容充放电，来保证电压被长时间抬起来。且自举电路的供电能力取决于自举电容的大小。

自举电路的经典应用

在很多Buck（降压式变换电路）或者Boost（升压电路）电源芯片的手册中，我们都能看到自举电容的应用。我们打开TI厂家的BQ25895充电芯片（内含Buck）的器件手册，如下，红色框框中47nF电容即为自举电容。

继续往后看，打开BQ25895的内部框图，就可以看到芯片内部的自举电路设计。如图中，假设VBUS为5V，VREGN为电源输出，输出电压小于5V，Q2和Q3导通条件为VGS > 4V。

首先你要明白，高电压很容易产生低电压（比如电阻分压），但是低电压产生高电压就需要额外的措施。所以下图中，5V的VBUS输入可以很容易产生低于5V的VREGN输出。

那么在下图中，我们可以看到，对于Q3而言，S极接地，G极电压直接由VREGN驱动，VREGN可以轻易产生小于5V的电压在Q3的G极和S极，所以Q3很容易导通。

而对于Q2而言，由于S极未接地，若要保证Q2导通，则要求Q2的G极电压必须比S极电压高4V，才能满足Q2 VGS>4V的条件。若S极电压为0V，VREGN可以轻松导通。若S极为5V，则G极电压必须为9V，而VREGN最大不超过5V，怎么办呢？

自举电路的作用就彰显出来了。

还是如上图，首先VREGN产生小于5V的电压，让Q3导通，同时VREGN通过二极管D，自举电容C，以及导通的Q3构成对地回路，电容C开始充电，充电完成后，电容两端电压几乎等于VREGN（忽略二极管D的导通压降），由于电容C并联在Q2的G极和S极上，对于Q2来讲，VGS两端电压同样可以达到VREGN，从而使得Q2可以导通。

二、功放类电路：

自举电容电路分析一例 

首先图1是一个比较典型的音频功放，品质得到众多发烧友的认可。只不过这是一个OCL功放

图1 DX AMP

图中Q3的发射极电阻和电容是我加上去的，原图是没有的。注意图中我标记的内容。容易认识到电压放大管Q3是放大通路的分水岭，Q3的B极之前是小信号电路，可以用小信号模型分析，而Q3的C极之后是大信号电路，要用分析大信号电路的方法来分析。

首先我们来了解大信号和小信号有什么区别。

看图2，这是常用的东芝大功率三极管2SC5200的IV特性曲线。

图2 大功率三极管2SC5200特性曲线

我在图中作出了红色的负载线，可以看到蓝色标注的X点，IC=6A，而IB=100mA，β值只有60，而Y点的β值是100多一点。可是在小信号情况下我们认为β是一个常数。所以如果照搬小信号分析时的结论而应用于大信号电路分析，极有可能造成错误。

需要说明一点的是：图2中的负载曲线表示的负载是1R，实际扬声器是8R、4R等规格。这样画的目的是为了说明我的观点。而饱和区的β值则会更小。

再看图3，这是三极管TIP41的Datasheet中的figure1

图3

从图中可以看到β值（β与hFE之严格定义和区别，请参看陈星弼《晶体管设计与原理（第2版）》等资料）随着集电极电流的变换情况，注意此图中用的是对数坐标。

我们知道扬声器的负载是8R、4R等规格，而电源用±16V，±30V等很正常，图1中用的是±35V。假如我设定±16V，则8R负载时，瞬间输出电流可达2A，这样IB就需要2A/100=20mA，这不再是一个可以忽略的量。

那我们来看一下没有自举时的情况会怎样？

图4

T1的输入忽略了偏置。考虑两种极端情况，第一种如图4.（蓝色的叉叉表示“此路不通”）当输入信号处于负半周时，即T1被截止的时候，T1的集电极是高电平，但是由于输出管的IB是mA级甚至10mA级，而电阻RC是kΩ级（这是因为为了保证电压放大线性度，电压放大管一般用小功率管，那么它的集电极偏置电流不能太大，所以RC不能太小），则RC上的压降是很可观的，而T2的E极电压跟随其B极，减掉一个VRC压降后，显然输出再也达不到VCC。

再看另一种极端情况，见图5

图5

此时T1是导通，甚至饱和。则电流流向如图中红线，这两个电流加在一起也是可观的，但是前面讲过RE是相对小的阻值。设想从图4的情形快速转变到图5的情形，则在转变完成后很短时间内CE是需要从VEE开始充电的，这样T1的C极就能够到达VEE或者非常接近VEE，从而输出可以到达VEE+|VBE|，可以认为能达到VEE。

经过上述分析，我们认为要扩展输出摆幅，电路需要改进。改进一，采用两级射随，TIP41/42属于中等的功率管，其与A1943/C5200组成达林顿结构。改进二，用自举电容。在怎样加电容之前，我们看到问题是在输出处于正半周的时候，RC上的压降大；而输出处于负半周的时候，除了不能缺少的T3的基极电流外还有额外的T1的集电极电流，但是无法消除的。

在加自举电容前，我们先来了解电容的性质。所以我们先看图6所示的最简单的整流滤波电路

图6

这个电路是最简单的整流滤波电路，如果输入为AC12V，则输出约为DC16V。而这个电路的缺点也都知道，即它只能利用半个周期的交流来给电容充电。改进措施是用桥式整流，但是这不是我要讲的。我的问题是如果只有一个变压器，且变压器输出是单12V，而我们需要DC32V，如何做到呢？我们可以选用图7的方案

图7

图7中，假设上电后先给C1充电，此时C2上的压降为0，输出最大到DC16V；然后AC进入负半周，C2开始充电，随着C2上的电压上升，C1的上端电压被“举”上去（这里要求电容足够大，C1给负载放电的速度小于C2充电的速度）。当C2充满时，负载得到的电压是DC32V，而自举电容的作用和图中的C1显然有类似之处。

接下来我们就来分析有自举电容的电路

图8

加了自举电容C1后，电路如图8所示，显然此时VY>0。正确得选择电容值，随着VX上升，显然VY也上升，但是VY上升的过程会是一个怎样的情况呢？

第一种情况，VX上升速度很快，快速接近VCC，而自举电容足够大，来不及放电，就会产生如图9的情况；

图9

即VY会大于VCC，从而自举电容有两条放电路径，在这种情况下，T2管有可能进入深度饱和区，而使得输出为VCC-VCE(sat)，比VCC-VBE(sat)更接近于VCC。

第二种情况，而如果VX上升速度慢，或者电容不够大呢？那么VY上升的同时，C1通过R2放电，最后VY最大只能等于VCC，这就又跟图4的情况类似了，不过现在我们可以把RC2设得小一点，也能在一定程度上改善动态范围（相当于把图4的RC分成了RC1和RC2，而此时有效的只有RC2）。然而如果VX在高位维持时间过长，VY又会下降到VCC-IB×RC1，这样就不能起到扩展动态的作用了。

接下来考虑VX向VEE下降时时的情况。

图10

考虑VX快速从0下降到VEE的情况，且C1足够大，则Y点到X点的电压差不变，这就导致通过R2提供给T1的电流不会增大太多，但VCC则通过电容C1给T1供电。所以自举电容对X点电压向VEE下降的半周是没有影响的。另外需要说明的一点是：电容CE对扩展摆幅是有害的。